本发明公开了一种光伏逆变器接入点电压相位的检测方法,其包括以下步骤:应用锁相环测量光伏逆变器接入点的交流电压输入信号的频率,进而,得出对应所述频率的周期T;依据所述周期T设定所述交流电压输入信号的采样间隔,以获得采用的交流电压输入信号;将被采用的交流电压输入信号转换成数字信号;以所述周期T为展开周期对所述数字信号进行傅立叶分析,得出接入点电压相位。依据本发明,简单易行,且能够准确测量光伏逆变器的输出相位。
1.一种光伏逆变器接入点电压相位的检测方法,其特征在于其包括以下步骤:a)应用锁相环测量光伏逆变器接入点的交流电压输入信号的频率,进而,得出对应所述频率的周期T;b)依据所述周期T设定所述交流电压输入信号的采样间隔,以获得采用的交流电压输入信号;c)将被采用的交流电压输入信号转换成数字信号;d)以所述周期T为展开周期对所述数字信号进行傅立叶分析,得出接入点电压相位。
2.根据权利要求1所述的检测方法,其特征在于:所述步骤d)中傅里叶分析得出的接入点电压相位为:A1m=2TΣi=0N-1(cosωti)∫titi+1u(t)dt;]]>B1m=2TΣi=0N-1(sinωti)∫titi+1u(t)dt;]]>取∫titi+1u(t)dt=Uac=U1mcosωti;]]>其中,N为一个工频周期内的开关周期数,A_1m和B_1m为对所述数字信号傅立叶展开式基波分量的傅立叶系数,U_ac为光伏电池组输出电压,ω_i为所述光伏电池组输出电压自变量。技术领域
本发明涉及一种光伏逆变器接入点电压相位的检测方法。xa0
背景技术
光伏逆变器一般工作在最大功率跟踪(MPPT)状态,此时其输出电流跟踪电网交流电压的相位并保持同步,理想功率因数为1。为保证光伏逆变器的最大输出功率状态,其输出电流必须准确跟踪电网电压的相位。光伏逆变单元一般通过检测三相电压过零点的方式来实现电流与电压的相位同步,具有实时性好、跟踪迅速等优点。但实际线路电感并不为零,对于高频电力电子开关电路,其感抗远大于电阻,可近似为纯感抗。光伏逆变单元除含输出电感外,与电网之间还存在连接线路电感,因电流处于开关状态,将在线路电感上形成开关电压,致使交流采样电压不再具有光滑的正弦波形。尤其当光伏逆变器的输出电流较大时,开关电压峰-峰值甚至超过网侧电压峰-峰值,且在一个周期内可能存在多个电压过零点。此时采用检测电压过零点位置的方法来确定电压相位已不再有效,即使增加前置低通滤波器也不能完全消除开关电压的影响,且造成电压相位变化,检测误差较大。也有的光伏逆变单元采用锁相环(PLL)技术检测电网电压相位,尽管该方式可准确跟踪电网的频率,但并不能实现电压相位的准确跟踪。xa0锁相环具有准确跟踪信号频率的特性,可精确界定信号的工作周期,但因锁相环利用输入与输出信号的相位差来调节压控振荡器的输出频率,在输入、输出信号间必然存在相位差,因而不能准确跟踪输入信号的相位。此外,锁相环单元本身还具有一定的锁相时间延迟。xa0就目前文献所见,针对线路电感与开关过程的交互耦合影响,尚未有非常有效的电网电压相位检测方法以实现光伏逆变器输出电流与电压的准确同步。xa0
发明内容
本发明为了克服现有光伏逆变器接入点电压相位的检测方法复杂且准确性差的缺陷,提供了一种基于锁相环和傅立叶分析的光伏逆变器接入点电压相位的检测方法,该方法简单易行,且能够准确测量光伏逆变器的xa0输出相位。xa0本发明采用以下技术方案:xa0该发明光伏逆变器接入点电压相位的检测方法,其包括以下步骤:xa0a)应用锁相环测量光伏逆变器接入点的交流电压输入信号的频率,进而,得出对应所述频率的周期T;xa0b)依据所述周期T设定所述交流电压输入信号的采样间隔,以获得采用的交流电压输入信号;xa0c)将被采用的交流电压输入信号转换成数字信号;xa0d)以所述周期T为展开周期对所述数字信号进行傅立叶分析,得出接入点电压相位。xa0光伏逆变器接入到含有线路电感的电网中,需要通过测量接入点电压相位使得输出电流与电网电压相位同步。但因开关纹波电压的影响,造成采样得到的接入点电压在电网电压过零点附近存在多个过零点,难以确定电压相位。依据本发明的技术方案,将锁相环技术和傅立叶分析方法相结合,通过锁相环能够准确测量跟踪信号的工频周期和频率的特点,再使用傅立叶级数可准确计算电压信号的相位。针对含有较大线路电感的光伏逆变器的并网技术,本方案彻底克服了线路电压和光伏逆变器开关过程的交互影响,解决了因多过零点现象而难以准确检测电压相位的难题,易于实现光伏逆变器输出电流与电网电压的准确同步,以保证光伏发电单元工作在最大功率输出状态。xa0上述检测方法,所述步骤d)中傅里叶分析得出的接入点电压相位为:xa0A1m=2TΣi=0N-1(cosωti)∫titi+1u(t)dt]]>B1m=2TΣi=0N-1(sinωti)∫titi+1u(t)dt]]>∫titi+1u(t)dt=Uac=U1mcosωti]]>其中,N为一个工频周期内的开关周期数,A_1m和B_1m为对所述数字信号傅里叶展开式基波分量的傅立叶系数,U_ac为光伏电池组输出电压,ω_i为所述光伏电池组输出电压自变量。xa0
附图说明
下面结合说明书附图详述本发明的技术方案,其中:xa0图1光伏逆变单元等效电路;xa0图2a为接入点采样电压与电网电压仿真波形中接入点采样电压与电网电压图;xa0图2b为接入点采样电压与电网电压仿真波形中单开关周期内的接入点采样电压与电网电压;xa0图3a为并网接入点的电压与电流实验波形中接入点电压与输出电流波形图,取自仪表,图形带有灰度;xa0图3b为并网接入点的电压与电流实验波形中单开关周期内的接入点电压与开关电流波形图,取自仪表,图形带有灰度。xa0图4为本发明较佳实施例中锁相环的工作流程;xa0图5为锁相环实现频率跟踪的基本波形;xa0图6为锁相环跟踪电压相位实验-比较器输出与锁相环输出,取自仪表,图形带有灰度;xa0图7为发明检测方法流程图,其中虚线框内有数字信号控制器实现;xa0图8为光伏并网单元的相位跟踪实验图,取自仪表,图形带有灰度。xa0
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。xa0考虑线路电感时光伏逆变单元的等效电路如附图1所示,采用典型的半桥拓扑结构。附图1中,PV为光伏电池组,C₁和C₂为直流侧电容,Q₁和Q₂为IGBT开关管,V₁为光伏逆变器接入配电网的电压检测点,I₁为光伏逆变器输出电流检测点,L₁为逆变器的输出电感,L₂为线路电感,光伏逆变器通过L₂并入电网电压节点V_AC。xa0设流过电感L₁和L₂的电流为i₁,V₁点的电压为u₁。因功率器件的开关频率远高于工频,在一个开关周期内,光伏电池组输出电压可近似为一恒值U_dc,交流母线电压U_ac也可认为不变。开关管Q₁和Q₂的开关信号互补,它们在一个开关周期内交替导通。xa0锁相环具有准确跟踪信号频率的特性,可精确界定信号的工作周期,但因锁相环利用输入与输出信号的相位差来调节压控振荡器的输出频率,在输入、输出信号间必然存在相位差,因而不能准确跟踪输入信号的相位。此外,锁相环单元本身还具有一定的锁相时间延迟。xa0锁相环跟踪信号频率的工作流程如图4所示,其中COMP为比较器,xa0PD为鉴相器,LF为低通滤波器,VCO压控振荡器,DIVIDER为分频器。xa0光伏逆变器接入点电压的采样信号,先经比较器后输出为多个脉冲信号,再由鉴相器与分频器的反馈信号进行“与”运算,图4中的输出信号成为与比较器输出信号相位差90度的方波。设PD的输出信号为u_d(t),则经低通滤波器LF后的输出信号为:xa0u_c(t)=K_I∫u_d(t)dtxa0xa0xa0xa0(1)xa0稳态下的u_c(t)理想波形应为一水平直线,这样VCO输出频率才不会波动,但实际的u_c(t)波形上叠加有三角波纹,如图5所示。这些中间环节的综合影响,导致分频器DIVIDER输出信号的相位与比较器COMP的输出信号不能保持90度相位差,同时也使图4中的输出信号不能保证为方波。xa0本发明利用锁相环芯片CD4046对电网电压进行跟踪,获得的实验波形如图6所示,鉴相器PD输出信号的相位与输入信号并非成理想的90度相差。图6中,比较器输出电压为100V/格,锁相环输出电压为200V/格。xa0尽管锁相环技术存在相移误差,但可准确跟踪缓慢变化的电网电压信号频率以确定其工作周期T,倘在此基础上采用傅立叶分析则可精确计算电压相位。可将交流电压信号分解为含基波和高次谐波的一个无穷级数:xa0u(t)=A0+Σk=1∞(Akmcoskωt+Bkmsinkωt)---(2)]]>因光伏逆变单元的输出电流跟随电压基波的变化,因此,分析时可只取式(2)的基波分量,设为u₁(t),则得到:xa0u₁(t)=A_1mcosωt+B_1msinωtxa0xa0xa0xa0(3)xa0其中:xa0A1m=2T∫0Tu(t)cosωtdt---(4)]]>B1m=2T∫0Tu(t)sinωtdt---(5)]]>由式(3)~式(5)的傅立叶系数法准确求取电压基波信号相位的前xa0提条件,需要准确得到信号周期T,这可由锁相环来完成。为此,本发明将二者结合起来,形成检测电压信号相位的新方法,其流程如图7所示。xa0鉴于线路电感以及电压波形中开关分量的存在,可能对基于傅里叶系数的相位计算带来影响,针对图3b所示的输出电流信号,本专利采用了滞环电流跟踪控制策略,设其滞环宽度为ΔI_g,单个开关周期时间为Δt_i。假定一个工频周期内有N个开关周期,因开关频率远高于工频频率,则可认为在单个开关周期内cosωt_i和sinωt_i为定值,则式(4)、式(5)可化为:xa0A1m=2TΣi=0N-1(cosωti)∫titi+1u(t)dt---(6)]]>B1m=2TΣi=0N-1(sinωti)∫titi+1u(t)dt---(7)]]>此时,只须证明在工频周期内xa0ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="56"/>对电压相位计算无影响即可。如图3b,所示将一个开关周期分解为电流下降期Δt_a和电流上升期Δt_b,并可认为此时段内电网电压为一恒值U_ac=U_1mcosωt_i,设此时段内的等效电压为u_eq,则满足:xa0∫titi+1u(t)dt=ueq·Δti=u12·Δta+u11·Δtb---(8)]]>经推导,可得:xa0Δta=L1+L2Udc2+Uac·Ig---(9)]]>Δtb=L1+L2Udc2-Uac·Ig---(10)]]>最后解得:xa0∫titi+1u(t)dt=Uac=U1mcosωti---(11)]]>在各个开关周期内,式(11)的积分结果为定值,这说明采用滞环电流跟踪控制策略时,线路电感及开关过程引起的纹波电压对基于傅立叶分xa0析的电网电压相位计算方法没有任何影响,该方法可较好地应用于相位同步检测中。将式(11)代入式(6)和(7)中,即可求出光伏逆变器接入点电网电压相位。xa0光伏逆变器电流跟踪实验:xa0因线路电感和开关过程的影响,仅采用传统的电压过零点相位检测方法,并不能实现光伏逆变单元接入点电压和输出电流的相位同步,这已为前文中图3a的实验结果所证实。基于所建立的10kW微电网实验平台,本文具体应用所提出的电压相位检测新方法,开展了实验研究并得到了多组接入点电压和输出电流的波形,图8所示是其中一组实验波形,其中接入点电压为100V/格,输出电流为10A/格。xa0可以看出,采用本专利提出的电压相位检测方法,逆变器输出电流可准确地跟踪交流电压的相位,利于实现光伏逆变单元的最大功率输出。xa0